Blandare, oscillatorer och frekvenssyntes

Blandaren flyttar signaler i frekvens och syntesen skapar de frekvenser som behövs. Här behandlas multiplikation, diodringen och Gilbert-cellen, PLL med loopfilter, fraktionell-N, DDS, fasbrus och reciprok blandning samt referensoscillatorer.

Avancerad17 min läsningGranskad 24 oktober 2026

Innehåll

Blandning är multiplikation
1. Konverteringsförlust
Blandaren som omkopplare
1. Spuriösa svar
Blandartyper
Faslåst slinga (PLL)
1. Fraktionell-N
Direkt digital syntes (DDS)
Fasbrus
1. Reciprok blandning
Referensoscillatorer
Kontrollfrågor

Blandaren och frekvenssyntesen är radioteknikens verkstad för frekvens. Blandaren flyttar en signal från en frekvens till en annan, och syntesen skapar de exakta frekvenser som blandaren behöver. Tillsammans avgör de hur många kanaler en radio kan välja, hur rent den kan ta emot och sända, och hur stark en störare får vara innan den ödelägger mottagningen. Artikeln bygger på mottagaren och sändaren och går igenom principerna matematiskt.

I korthet

En ideal blandare multiplicerar två signaler och ger summa- och differensfrekvenserna. Verkliga blandare skapar dessutom spuriösa svar, med frekvenser $m f_{R F} \pm n f_{L O}$ .
En omkopplande blandare multiplicerar med en fyrkantvåg. Den ideala omkopplande blandaren har 3,9 dB konverteringsförlust, och verkliga diodblandare 6–8 dB. En dubbelbalanserad blandare isolerar portarna och undertrycker de oönskade produkterna.
En faslåst slinga (PLL) ger utfrekvensen $f_{u t} = N f_{r e f} / R$ . Referensbruset multipliceras med $20 \log_{10} N$ dB inom slingbandbredden, så en hög delningsfaktor kostar fasbrus.
DDS skapar frekvenser digitalt med upplösningen $f_{c l k} / 2^{n}$ och mycket snabb omställning, men har spurier.
Fasbrus $L (f)$ anges i dBc/Hz. Det ger reciprok blandning, där en stark signal bredvid blandas ner med lokaloscillatorns brus och höjer mottagarens brusgolv med $P_{b l o c k} + L (Δ f) + 10 \log_{10} B$ .

Blandning är multiplikation#

En ideal blandare är en multiplikator. Matar du in två sinussignaler med vinkelfrekvenserna $ω_{1}$ och $ω_{2}$ får du

\cos (ω_{1} t) \cdot \cos (ω_{2} t) = \frac{1}{2} [\cos ((ω_{1} - ω_{2}) t) + \cos ((ω_{1} + ω_{2}) t)]

Det är en differensfrekvens och en summafrekvens, vardera med halva produktens amplitud (figur 1). Är den ena signalen mottagen RF-signal ( $f_{R F}$ ) och den andra lokaloscillatorn ( $f_{L O}$ ), är differensen mellanfrekvensen $f_{M F} = | f_{L O} - f_{R F} |$ . Eftersom multiplikation i tiden motsvarar en förskjutning i frekvens, flyttas hela den modulerade signalens spektrum på samma sätt som bärvågen. Det är därför blandaren flyttar en station med bibehållen modulation.

Figur 1. En ideal blandare ger två nya frekvenser: differensen 10,7 MHz och summan 206,7 MHz. Filtret efter blandaren väljer ut den som behövs, här differensen. Exempel från FM-rundradio, som i mottagaren.

Man talar om nedblandning (eng. down-conversion), där den önskade produkten är differensen, och uppblandning (up-conversion), där den är summan. En sändare som ska ut på 14,2 MHz kan till exempel blanda en SSB-signal på 9 MHz med en lokaloscillator på 5,2 MHz. Summan 14,2 MHz används, och ett filter tar bort differensen (3,8 MHz) och oscillatorläckaget. Spegelfrekvensproblemet beskrivs i mottagaren: mottagare med $f_{L O}$ över $f_{R F}$ har sin spegelfrekvens vid $f_{R F} + 2 f_{M F}$ .

Konverteringsförlust#

Hur mycket svagare MF-signalen blir än RF-signalen kallas konverteringsförlust (eng. conversion loss) och mäts i dB. En ideal multiplikator med amplituderna $A$ och $B$ ger produkter med amplituden $A B / 2$ . En passiv blandare har alltid förlust, medan en aktiv blandare kan ha förstärkning.

Blandaren som omkopplare#

I praktiken multiplicerar man inte två sinussignaler. Lokaloscillatorn drivs så starkt att den styr dioder eller transistorer som en växlande brytare, och RF-signalen får passera med omväxlande tecken. Matematiskt blir det en multiplikation av RF-signalen med en fyrkantvåg som växlar mellan +1 och −1 (figur 2).

Figur 2. RF-signalen (9 perioder) multipliceras med en omkopplare vid LO-frekvensen (8 perioder). Produkten (nederst) är en hackad sinusvåg vars medelvärde över korta tider följer en långsam svängning (röd) med differensfrekvensen, alltså 1 period. Amplituden är 2/π ≈ 0,64 av RF-amplituden.

Fyrkantvågen $s (t)$ med frekvensen $f_{L O}$ kan skrivas som en Fourierserie med bara udda övertoner:

s (t) = \frac{4}{π} [\cos ω_{L O} t - \frac{1}{3} \cos 3 ω_{L O} t + \frac{1}{5} \cos 5 ω_{L O} t - \dots]

Multiplicerar man med $\cos ω_{R F} t$ ger grundtonsdelen differensfrekvensen med amplituden $\frac{1}{2} \cdot \frac{4}{π} = \frac{2}{π}$ av RF-amplituden. Det är en effektförlust på

20 \log_{10} \frac{π}{2} \approx 3,9 dB

Det är den lägsta konverteringsförlust som en ideal omkopplande blandare kan ha. Verkliga diodblandare ligger vid 6–8 dB, eftersom dioderna har resistans och transformatorerna förluster. Dessutom ger övertonerna i fyrkantvågen extra produkter vid $| 3 f_{L O} \pm f_{R F} |$ , $| 5 f_{L O} \pm f_{R F} |$ och så vidare, med amplituderna $1 / 3$ , $1 / 5$ ... av den önskade, alltså 9,5 dB och 14 dB lägre.

Spuriösa svar#

Eftersom blandaren inte är en perfekt multiplikator uppstår produkter vid

f = | m f_{R F} \pm n f_{L O} |, m, n = 0, 1, 2, \dots

Summan $m + n$ kallas produktens ordning. Den önskade är $m = n = 1$ . De övriga kallas spuriösa svar. Är någon av dem på samma frekvens som mellanfrekvensen hörs den som en störning. Det är därför man i blandarspecifikationer ser en tabell över hur många dB under den önskade produkten varje kombination ligger (ett spurdiagram).

Blandartyper#

Enkelbalanserad och dubbelbalanserad syftar på hur många av de oönskade produkterna som tar ut varandra. I en dubbelbalanserad blandare (DBM, eng. double-balanced mixer) ingår fyra dioder i en ring och två transformatorer (baluner), en för LO och en för RF och MF. Symmetrin gör att LO och RF inte läcker ut på MF-porten, och att jämna övertoner av både RF och LO försvinner. Därför får DBM:en stor isolation mellan portarna, vanligen 30–50 dB. LO-effekten (till exempel +7 dBm) ska vara så stor att dioderna växlar helt, och en stor LO-effekt ger också bättre linjäritet för RF-signalen. Som tumregel ligger blandarens IIP3 ungefär 5–10 dB över LO-effekten (se linjäritet, intermodulation och dynamik).

En Gilbert-cell är den aktiva motsvarigheten, uppbyggd av transistorer (differentialpar) i en integrerad krets. En transkonduktansförstärkare omvandlar RF-spänningen till ström, och ett par differentialpar styrda av LO växlar strömmen mellan två utgångar. Det ger konverteringsförstärkning, kräver lite LO-effekt och går enkelt att integrera, men ger sämre linjäritet och högre brus än en passiv diodblandare. Moderna radiokretsar och mobiltelefoner använder därför mest Gilbert-celler eller passiva FET-ringar. Passiva ringar av FET-transistorer, som arbetar som nästan ideala brytare, är mycket linjära och används både i HF-mottagare och i SDR-kretsar (se mjukvarudefinierad radio).

För att blandaren ska undertrycka spegelfrekvensen utan filter används spegelundertryckande blandare, som kombinerar två blandare med 90° fasskift (I/Q-uppställning, se direktomvandling i mottagaren och I/Q-signaler). Undertryckningen är några tiotals dB, begränsad av hur väl amplituder och fas matchar.

Tabell 1. Blandartyper. Siffrorna är storleksordningar för vanliga komponenter; databladen anger de exakta värdena.

Egenskap	Dubbelbalanserad diodring	Aktiv Gilbert-cell
Konverteringsförlust/-förstärkning	6–8 dB förlust	0 till +15 dB förstärkning
LO-effekt	+7 dBm och uppåt	omkring 0 dBm eller lägre
Isolation mellan portar	30–50 dB	20–40 dB
Linjäritet (IIP3)	ungefär LO-effekten + 5–10 dB	lägre, ofta −10 till +10 dBm
Brustal	ungefär lika med förlusten	8–15 dB
Typiskt bruk	Radioapparater, mätinstrument, hög dynamik	Integrerade kretsar, mobiltelefoner

Faslåst slinga (PLL)#

En blandare behöver en lokaloscillator vars frekvens går att ställa in exakt. En LC-oscillator med varaktor (se komponenter) har lätt för att driva, medan en kristalloscillator är stabil men ligger fast. Den faslåsta slingan (PLL, eng. phase-locked loop) kombinerar det bästa av två världar: den ger en spänningsstyrd oscillator (VCO) kristallens stabilitet.

Figur 3. En PLL jämför fasen hos den delade referensen och den delade VCO-signalen. Felsignalen filtreras till en styrspänning som drar VCO:n till exakt N gånger jämförelsefrekvensen.

Slingan fungerar så här (figur 3):

Referensoscillatorn (en kristalloscillator, ofta TCXO) har frekvensen $f_{r e f}$ och delas med $R$ till jämförelsefrekvensen $f_{c m p} = f_{r e f} / R$ .
VCO:ns utsignal $f_{u t}$ delas med $N$ i en programmerbar delare.
Fasdetektorn jämför fasen hos de två signalerna. Ett digitalt fas-/frekvensdetektorsteg (PFD) med en laddningspump ger strömpulser vars längd är proportionell mot fasfelet.
Loopfiltret, ett lågpassfilter, omvandlar pulserna till en jämn likspänning som styr VCO:ns frekvens.
Är slingan låst har de två signalerna samma frekvens: $f_{u t} / N = f_{r e f} / R$ .

f_{u t} = N \cdot \frac{f_{r e f}}{R}

Man ändrar utfrekvensen i steg om $f_{c m p}$ genom att ändra $N$ .

och ändrar man $N$ till 11 641 blir frekvensen 145,5125 MHz. Hela 2 m-bandet 144,000–146,000 MHz täcks av $N$ från 11 520 till 11 680. Referensbrusets multiplikation inom slingbandbredden är $20 \log_{10} (11 640) \approx 81,3$ dB, så ett fasbrus på −150 dBc/Hz hos referensen blir −69 dBc/Hz på utgången om inget annat tillkommer.

Loopens bandbredd är en avvägning (se Curtin & O'Brien, Analog Dialogue 33-3, i källorna). En bred slinga ställer om snabbt och undertrycker VCO:ns eget brus, eftersom slingan korrigerar det, men släpper igenom mer referensbrus och fler spurier. En smal slinga filtrerar referensen och dess spurier bra men ställer om långsamt och korrigerar inte VCO:ns brus. Jämförelsefrekvensen ger referensspurier vid avståndet $f_{c m p}$ från bärvågen. Med $f_{c m p} = 12,5$ kHz hamnar de just på grannkanalen, vilket är ett av skälen till att man vill ha högre jämförelsefrekvenser.

Referensens fas överförs till utgången med $\frac{θ_{u t}}{θ_{r e f}} = N \frac{G}{1 + G}$ (ett lågpassfilter) och VCO:ns eget fasbrus med $\frac{1}{1 + G}$ (ett högpassfilter). Med ett loopfilter av en resistor $R_{1}$ i serie med en kondensator $C$ blir slingen av andra ordningen med

ω_{n} = \sqrt{\frac{K_{φ} K_{v}}{N C}} ζ = \frac{R_{1} C ω_{n}}{2}

Ställtiden till 2 % är ungefär $4 / (ζ ω_{n})$ . Med en slingbandbredd på ca 1,25 kHz ( $ω_{n} \approx 2 π \cdot 1250 \approx 7 850$ rad/s) och $ζ = 0,7$ blir ställtiden ca 0,7 ms. Det är en grov uppskattning som förutsätter en ren andraordningens-slinga.

Fraktionell-N#

Med heltalsdelning är kanalsteget lika med $f_{c m p}$ , så ett fint steg ger en låg $f_{c m p}$ , ett högt $N$ och därmed mycket brus (81 dB ovan). En fraktionell-N-syntes (eng. fractional-N) löser det genom att växla delaren mellan $N$ och $N + 1$ , så att medelvärdet blir ett bråktal $N + F$ . Växlingen styrs av en deltasigma-modulator.

Priset är fraktionella spurier och kvantiseringsbrus från modulatorn, som måste hanteras med noggrann design av loopfilter och modulator.

Direkt digital syntes (DDS)#

En DDS (direkt digital syntes, eng. direct digital synthesis) skapar sin signal helt digitalt (figur 4). En fasackumulator med $n$ bitar adderar ett frekvensord $M$ till sitt värde vid varje klockpuls. Värdet är en fas som går från 0 till $2^{n}$ och då börjar om. En sinustabell (ROM) omvandlar fasen till ett sinusvärde, en DAC gör om det till spänning, och ett lågpassfilter rensar bort samplingens spegelbilder.

Figur 4. DDS med en liten fasackumulator för att visa principen. Med M = 3 och 4 bitar (16 faspunkter) hoppar fasen 3 steg per klockpuls, och sinusen får 3/16 av klockfrekvensen. En verklig DDS har 24–48 bitar.

Utfrekvensen och steglängden är

f_{u t} = \frac{M f_{c l k}}{2^{n}} Δ f = \frac{f_{c l k}}{2^{n}}

Fördelarna är fin upplösning, mycket snabb omställning och att modulation (FM, fasmodulation, frekvensskift) går att lägga direkt på $M$ . Nackdelarna är:

Maximal utfrekvens begränsas av klockan: teoretiskt $f_{c l k} / 2$ (Nyquist), i praktiken ca 40 % av $f_{c l k}$ för att lågpassfiltret ska få plats (se I/Q-signaler, sampling och digital signalbehandling).
Spurier. Tabellen får bara de $P$ mest signifikanta bitarna av fasen. Avrundningen ger spurier vars nivå som tumregel faller med ca 6 dB per bit, och DAC:ns olinjäritet ger fler.
Lågt effektområde. Utsignalen är svag och behöver förstärkas.

Därför används DDS ofta som en finstämd referens till en PLL (en hybridsyntes) eller som lokaloscillator i SDR, och sällan ensam på höga frekvenser.

Fasbrus#

En verklig oscillator har inte en ren spektrallinje. Dess fas och amplitud varierar slumpmässigt, så att en "kjol" av brus breder ut sig runt bärvågen. Brus i fas kallas fasbrus. Det anges som $L (f)$ : effekten i en sidoband med bandbredden 1 Hz på avståndet $f$ från bärvågen, i förhållande till bärvågens effekt, i dBc/Hz (dB under bärvågen, per hertz).

För en fritt svängande oscillator beskriver Leesons modell¹ fasbruset:

L (f) = 10 \log_{10} [\frac{F k T}{2 P_{s}} (1 + {(\frac{f_{0}}{2 Q_{L} f})}^{2}) (1 + \frac{f_{c}}{f})]

där $F$ är förstärkarens brusfaktor, $k$ Boltzmanns konstant, $T$ temperaturen, $P_{s}$ signaleffekten, $f_{0}$ bärfrekvensen, $Q_{L}$ resonatorns belastade Q-värde (se resonanskretsar och filter) och $f_{c}$ brytfrekvensen för 1/f-bruset (flickerbrus). Formeln ger tre områden (figur 5): längst in, nedanför $f_{c}$ , faller bruset 30 dB per dekad ( $1 / f^{3}$ ); därefter 20 dB per dekad ( $1 / f^{2}$ ) fram till $f_{0} / (2 Q_{L})$ ; och utanför det ett plant golv. Ett högt $Q_{L}$ ger lågt fasbrus, och därför har kristalloscillatorer så mycket lägre fasbrus än LC-oscillatorer.

Figur 5. Fasbrus hos en frekvenssyntes. Nära bärvågen styr referensen (multiplicerad med N) och slingan undertrycker VCO:ns brus, bortom slingbandbredden styr VCO:n. Kurvorna är beräknade med en förenklad modell (Leeson för VCO:n, andra ordningens slingfunktion) för en 145 MHz-syntes med slingbandbredd 1,25 kHz.

I en PLL ändras bruset av slingans filtrering: referensens och detektorns brus dominerar inom slingbandbredden och VCO:ns utanför. I figuren ger det en syntes vars fasbrus inom slingbandbredden är −90 dBc/Hz (platån) och som vid 20 kHz avstånd, där VCO:n dominerar, är ca −120 dBc/Hz. Multiplicerar man en frekvens med $N$ , med en PLL eller en frekvensmultiplikator, ökar fasbruset med $20 \log_{10} N$ dB. Därför blir en mikrovågsoscillator, som är en stor multipel av referensen, svår att göra renare.

Fasbrus påverkar radioanläggningar på två sätt. I sändaren sprider brusets kjol effekt till grannkanalerna (se sändaren). I mottagaren ger det reciprok blandning.

Reciprok blandning#

Anta att en stark signal ligger på avståndet $Δ f$ från den station du lyssnar på. Lokaloscillatorn har brus på just det avståndet. Blandaren multiplicerar den starka signalen med lokaloscillatorns brussidoband, och en del av bruset hamnar vid MF-frekvensen, mitt i mottagarens passband. Fenomenet kallas reciprok blandning: oscillatorbruset blandas ner av den starka signalen. Bruset som tillkommer är

N_{r e c} = P_{b l o c k} + L (Δ f) + 10 \log_{10} B [dBm]

med $P_{b l o c k}$ den starka signalens effekt i dBm, $L (Δ f)$ i dBc/Hz och $B$ mottagarens brusbandbredd i Hz.

vilket är $- 116,2 - (- 130,2) = 14$ dB över mottagarens eget brusgolv. Svaga signaler försvinner alltså i brus som beror på oscillatorn, inte på mottagaren. För att bruset ska stanna vid brusgolvet krävs $L \leq - 130,2 + 30 - 33,8 = - 134$ dBc/Hz. Mottagarens reciproka blandningsdynamik (avståndet mellan den starka signalen och bruset den ger) är $P_{b l o c k} - N_{r e c} = 86$ dB.

Det betyder att bra fasbrus är avgörande för mottagare som ska användas nära starka sändare, till exempel på kortvågsband under tävlingar. Fasbruset hos syntesen är en av de viktigaste specifikationerna för en modern transceiver.

Motsvarande tidsjitter är $σ_{t} = σ_{φ} / (2 π f_{0})$ . Fasfelet försämrar digitala signaler med många faser, som QAM och OFDM (se digital modulation och OFDM), och påverkar ADC:n när en klocka med brus används för sampling (se mjukvarudefinierad radio).

Referensoscillatorer#

Allt i en syntes bygger på referensen. Dess relativa frekvensfel (i ppm eller $10^{- 6}$ ) överförs oförändrat till utfrekvensen, så felet i hertz växer med frekvensen. Skillnaden mellan noggrannhet (hur nära rätt frekvens), stabilitet (hur litet den driver) och fasbrus är viktig: de är olika egenskaper och olika oscillatorer är bra på olika saker.

Tabell 2. Referensoscillatorer. Siffrorna är storleksordningar för vanliga typer, inte garanterade värden.

Typ	Frekvensnoggrannhet/stabilitet	Anmärkning
Kristalloscillator (XO)	10–100 ppm	Enkel och billig, känslig för temperatur
TCXO (temperaturkompenserad)	ca 0,5–2,5 ppm	Kompenserar kristallens temperaturberoende
OCXO (ugnsstyrd)	10–1 ppb ( $10^{- 8}$ till $10^{- 9}$ )	Kristallen i en termostat, högre effektförbrukning och uppvärmningstid
Rubidiumnormal	omkring $10^{- 11}$	Atomresonans, bra långtidsstabilitet
GPSDO (GNSS-styrd)	$10^{- 11}$ till $10^{- 12}$ som medelvärde över ett dygn	OCXO eller rubidium som styrs mot GNSS-tid

Kontrollfrågor#

En blandare får RF-signalen 145,5 MHz och lokaloscillatorn 134,8 MHz. Vilka är differens- och summafrekvensen?

Differensen är $145,5 - 134,8 = 10,7$ MHz och summan $145,5 + 134,8 = 280,3$ MHz. Med ett MF-filter på 10,7 MHz väljs differensen.

Varför har en ideal omkopplande blandare 3,9 dB konverteringsförlust?

Fyrkantvågen har grundtonsamplituden $4 / π$ . Multiplikation med RF-signalen ger differensfrekvensen med amplituden $\frac{1}{2} \cdot \frac{4}{π} = 2 / π \approx 0,64$ av RF-amplituden, alltså $20 \log_{10} (π / 2) \approx 3,9$ dB lägre. Resten av energin finns i övertonsprodukterna.

En PLL har referensen 10 MHz, R = 800 och ska ge 146,000 MHz. Vilken jämförelsefrekvens och vilket N behövs?

$f_{c m p} = 10 M H z / 800 = 12,5$ kHz, och $N = 146 000 / 12,5 = 11 680$ .

Varför ger en PLL med stort N mer fasbrus på utgången än referensen har?

Fasen hos referensen multipliceras med $N$ i slingan, så referensens fasbrus i dB ökar med $20 \log_{10} N$ inom slingbandbredden. För $N = 11 640$ blir det 81 dB. Därför används högre jämförelsefrekvens och fraktionell-N för att få ett lägre $N$ .

En DDS har klockan 50 MHz och 28 bitar i fasackumulatorn. Vilken frekvensupplösning har den?

$Δ f = 50 \cdot 10^{6} / 2^{28} = 50 \cdot 10^{6} / 268 435 456 \approx 0,186$ Hz.

En blockerande signal på −20 dBm ligger 10 kHz från den önskade stationen. Lokaloscillatorns fasbrus är −110 dBc/Hz vid 10 kHz och mottagarens bandbredd 2,4 kHz. Hur starkt blir bruset från reciprok blandning?

$N_{r e c} = - 20 - 110 + 33,8 = - 96,2$ dBm. Det är mycket över ett normalt brusgolv på ca −130 dBm, så mottagningen blir kraftigt försämrad.

En 10 MHz-oscillator har fasbruset −150 dBc/Hz vid 1 kHz. Vilket fasbrus har den multiplicerad till 1 GHz?

Multiplikationsfaktorn är 100, så fasbruset ökar med $20 \log_{10} 100 = 40$ dB till −110 dBc/Hz vid 1 kHz (förutsatt att multiplikatorn inte tillför eget brus).

En 433 MHz-sändare har en TCXO på 1 ppm. Hur stort kan frekvensfelet vara, och hur mycket med en OCXO på 10 ppb?

TCXO: $433 \cdot 10^{6} \cdot 10^{- 6} = 433$ Hz. OCXO: $433 \cdot 10^{6} \cdot 10^{- 8} = 4,3$ Hz.

D. B. Leeson, ”A simple model of feedback oscillator noise spectrum”, Proceedings of the IEEE 54(2), 1966. Formeln i artikeln är den vanliga läroboksformen; sambanden mellan konstanterna (till exempel vilken effekt som avses med $P_{s}$ ) varierar något mellan framställningar. ↩

Källor och vidare läsning

Analog Devices (1999). Curtin, M. och O'Brien, P.: Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters, Part 1. Analog Dialogue 33-3. PLL-blockschema, f_ut = N·f_ref (med R-delare N·f_ref/R) och avvägningen mellan loopbandbredd och referensspurier. Hämtad 24 oktober 2026.
Analog Devices (2022). Miclaus, A. och Mercer, D.: StudentZone, ADALM2000 PLL-laboration. Analog Dialogue 56-4. Hämtad 24 oktober 2026.
CEPT/ECC (2024). Recommendation T/R 61-02: Harmonised Amateur Radio Examination Certificate (HAREC), bilaga 6 (examenssyllabus). Provet omfattar oscillatorer, PLL, blandare, multiplikatorer, DDS, fasbrus och reciprok blandning. Hämtad 24 oktober 2026.
D. B. Leeson, Proceedings of the IEEE 54(2) (1966). A simple model of feedback oscillator noise spectrum. Ursprunget till Leesons modell för oscillatorers fasbrus.
B. Razavi, Prentice Hall (2011). RF Microelectronics, 2:a upplagan (blandare, faslåsta slingor, fasbrus).
D. M. Pozar, Wiley (2012). Microwave Engineering, 4:e upplagan (oscillatorer och blandare).

Läs vidare

Citera den här sidan

Använd gärna kunskapsbanken som källa i rapporter och uppsatser. Ange alltid datum, eftersom regler och tilldelningar ändras.

APA 7

SRFA Kunskapsbank. (2026). Blandare, oscillatorer och frekvenssyntes. Sveriges Radiofrekvensallokering. https://srfa.se/kunskap/radioteknik/blandare-och-frekvenssyntes/

Harvard

Sveriges Radiofrekvensallokering (2026). Blandare, oscillatorer och frekvenssyntes. SRFA Kunskapsbank. Tillgänglig: https://srfa.se/kunskap/radioteknik/blandare-och-frekvenssyntes/ (hämtad 24 oktober 2026).

Kunskapsbanken är en sammanställning för utbildning och referens. Den ersätter inte gällande föreskrifter och ger ingen rätt att sända. Kontrollera alltid aktuella villkor hos PTS.