Skärmning, filtrering och jordning

Hur man bryter kopplingsvägen för elektromagnetisk störning: skinndjup och skärmverkan, öppningar och slitsar, kabelskärmar, filter, ferriter och common mode-drosslar, jordningsprinciper och returströmmar på kretskort. Med beräknade exempel.

Avancerad20 min läsningGranskad 25 oktober 2026

Innehåll

Tre åtgärder, en kedja
Skinneffekten
Skärmverkan
Öppningar, slitsar och skarvar
Kabelskärmar och 360-gradersanslutning
Filter
Jordning
1. Kretskortet: returströmmen tar vägen under signalen
Praktiska råd
Kontrollfrågor

Störningar följer alltid samma kedja: en källa, en kopplingsväg och en mottagare. De tre åtgärder som artikeln handlar om bryter kedjan på kopplingsvägen. Skärmning hindrar fält från att komma in eller ut, filter hindrar strömmar på ledningar och jordning ger strömmarna en kontrollerad väg tillbaka. Artikeln förklarar mekanismerna och räknar på dem, så att du kan avgöra vilken åtgärd som hjälper och varför en åtgärd ibland inte gör det.

I korthet

Skinndjupet $δ = 1 / \sqrt{π f μ σ}$ anger hur djupt en växelström tränger in i en ledare. För koppar är det 66 µm vid 1 MHz och 2,1 µm vid 1 GHz.
Skärmverkan är summan av absorptionsförlust $A$ , reflektionsförlust $R$ och en korrektion $B$ . Magnetfält vid låga frekvenser är svårast att skärma.
Den som begränsar skärmen är nästan alltid öppningarna: en slits på 10 cm släpper igenom 1 GHz med bara 3,5 dB dämpning, hur tät plåten än är.
En kondensator är en spole över sin serieresonans. Med ca 10 mm ledare (ca 10 nH) har en kondensator på 100 nF serieresonans vid 5,0 MHz.
Ferriter och common mode-drosslar verkar bäst där slingimpedansen är låg och ger ofta bara några dB. Minska därför störningen vid källan i första hand.
Jordning är ingen ideal ledare. Varje millimeter ledare är ca 1 nH, och därför fungerar en kort jordanslutning bättre än en lång vid höga frekvenser.

Tre åtgärder, en kedja#

Elektromagnetisk kompatibilitet (EMC) betyder att utrustning fungerar tillsammans utan att störa. Problemen delas in i ledningsbunden och utstrålad koppling, och åtgärderna i de tre ovan, se Vad är EMC?. Prioriteringen är densamma i alla sammanhang: minska störningen vid källan först, bryt kopplingsvägen därefter och öka immuniteten sist.

Enligt förordningen om elektromagnetisk kompatibilitet (2016:363) ska utrustning uppfylla skyddskrav för både emission och immunitet, och användare får inte orsaka oacceptabla störningar. För fasta installationer gäller god branschpraxis.¹ Elsäkerhetsverket anger att kabeldragning och fel EMC-klass är vanliga orsaker i solcellsanläggningar.² Det är skälet till att kabelskärmning och jordning också är praktiska frågor för den som bygger en radiostation.

Skinneffekten#

Likström fördelar sig jämnt i en ledare. Växelström gör det inte: fältet i ledaren avtar exponentiellt från ytan med djupet $x$ som $e^{- x / δ}$ , där skinndjupet (eng. skin depth) är

δ = \frac{1}{\sqrt{π f μ σ}} = \sqrt{\frac{ρ}{π f μ_{0} μ_{r}}} .

Här är $f$ frekvensen, $μ = μ_{0} μ_{r}$ permeabiliteten och $σ$ ledningsförmågan. På djupet $δ$ har amplituden sjunkit till $1 / e \approx 37$ procent, och på $3 δ$ till ca 5 procent. För koppar ( $σ = 5,8 \cdot 10^{7}$ S/m) är $δ \approx 66,1 / \sqrt{f}$ mm, och för aluminium ( $σ = 3,5 \cdot 10^{7}$ S/m) $δ \approx 85,1 / \sqrt{f}$ mm, med $f$ i Hz. Stål har högre $μ_{r}$ men sämre $σ$ och därmed mycket mindre skinndjup än koppar.

Tabell 1. Skinndjup i koppar, aluminium och stål. Stål är ett exempel med antagna värden: $μ_{r} = 200$ och $σ = 1,0 \cdot 10^{7}$ S/m. Verkliga stålsorter varierar mycket, och $μ_{r}$ sjunker med frekvensen.

Frekvens	Koppar	Aluminium	Stål (exempel)
50 Hz	9,3 mm	12 mm	1,6 mm
1 kHz	2,1 mm	2,7 mm	0,36 mm
100 kHz	0,21 mm	0,27 mm	36 µm
1 MHz	66 µm	85 µm	11 µm
100 MHz	6,6 µm	8,5 µm	1,1 µm
1 GHz	2,1 µm	2,7 µm	0,36 µm

Figur 1. Skinndjupet minskar med kvadratroten ur frekvensen, 10 gånger per två tiopotenser. En plåt på 0,5 mm är tjockare än ett skinndjup över ca 17,5 kHz i koppar och ca 29 kHz i aluminium.

Två följder är viktiga. Eftersom strömmen bara går i ytan spelar det ingen roll hur tjock en ledare är över några skinndjup. En kopparfolie på 0,1 mm räcker mot 1 MHz (66 µm) men inte mot 50 Hz. Och eftersom strömmen går i ytan är ytans kontakt avgörande: en lackad eller oxiderad skarv ger hög impedans där strömmen ska gå.

Skärmverkan#

Skärmverkan (eng. shielding effectiveness, SE) mäts i dB som kvoten mellan fältstyrkan utan och med skärm: $S E = 20 \log_{10} (E_{0} / E_{1})$ , och motsvarande för $H$ . Den delas in i tre bidrag:

S E = A + R + B .

Absorptionsförlusten $A$ beror på att fältet dämpas i metallen. Amplituden avtar som $e^{- t / δ}$ , där $t$ är tjockleken, så

A = 20 \log_{10} e^{t / δ} = 8,686 \frac{t}{δ} dB .

Varje skinndjup ger alltså 8,7 dB, och $A$ är större än 10 dB när $t > 1,15 δ$ . $A$ är densamma för alla vågtyper.

Reflektionsförlusten $R$ beror på att vågen möter en metall med mycket lägre impedans än den själv. Metallens impedans är $| Z_{m} | = \sqrt{ω μ / σ}$ , och vågimpedansen $Z_{w}$ är 377 Ω i fjärrfältet. För en tät skärm blir

R = 20 \log_{10} \frac{Z_{w}}{4 | Z_{m} |} .

Nära en källa skiljer sig vågimpedansen från 377 Ω. Intill en källa med hög spänning (elektriskt fält) är den hög, $Z_{w} = 1 / (ω ε_{0} r)$ , och intill en källa med stor ström (magnetiskt fält) är den låg, $Z_{w} = ω μ_{0} r$ . Det gäller inom $r < λ / 2 π$ , som för $r = 1$ m är ca 48 MHz. Elektriska fält reflekteras därför kraftigt, medan magnetfält reflekteras dåligt vid låga frekvenser.

och $A = 131,4 t \sqrt{f μ_{r} σ_{r}}$ med $t$ i m. Kontrollräkning för 0,5 mm aluminium ( $σ_{r} = 0,61$ ) vid 1 MHz ger $A = 51$ dB och $R_{plan} = 106$ dB, och direkt från $| Z_{m} | = 4,75 \cdot 10^{- 4}$ Ω får man $20 \log_{10} (377 / (4 \cdot 4,75 \cdot 10^{- 4})) = 106$ dB, alltså samma värde.

Korrektionen $B$ beskriver upprepade reflektioner inne i skärmen. Den är $B \approx 20 \log_{10} (1 - e^{- 2 t / δ})$ , är negativ och spelar bara roll när $A$ är liten (under ca 10 dB), det vill säga för tunna skärmar vid låga frekvenser.

Tabell 2. Magnetfält 1 m från en källa, 0,5 mm aluminium. Beräknat med formlerna ovan. Vid 50 Hz är modellen grov, och verkliga värden är lägre på grund av skarvar och öppningar.

Frekvens	$δ$	$A$	$R_{H}$	$B$	$S E$
50 Hz	12 mm	0,4 dB	29,4 dB	−22,0 dB	ca 8 dB
1 kHz	2,7 mm	1,6 dB	42,4 dB	−10,2 dB	ca 34 dB
10 kHz	0,85 mm	5,1 dB	52,4 dB	−3,2 dB	ca 54 dB
100 kHz	0,27 mm	16,1 dB	62,4 dB	försumbar	ca 79 dB
1 MHz	85 µm	51,1 dB	72,4 dB	försumbar	ca 124 dB

Figur 2. Delarna av skärmverkan för 0,5 mm aluminium, A och R, på 1 m avstånd från källan. Elektriska fält reflekteras kraftigt vid låga frekvenser medan magnetfält gör det svagt. Därför är lågfrekventa magnetfält svårast att skärma.

Tre slutsatser följer av tabellen och figuren:

Elektriska fält är lätta, magnetfält svåra. En tunn plåt skärmar elektriska fält mycket effektivt även vid låga frekvenser, men 0,5 mm aluminium ger vid 50 Hz bara storleksordningen 10 dB mot ett magnetfält. Magnetfält från nätfrekventa transformatorer skärmas därför med material som har hög permeabilitet (till exempel mu-metall) eller med avstånd, inte med tunn aluminium.
Vid höga frekvenser är $A$ enormt stor. Vid 100 MHz blir den beräknade absorptionen över 500 dB. Sådana siffror är teoretiska, eftersom en verklig skärm begränsas av öppningar, skarvar och genomföringar. IEEE Std 299 mäter skärmverkan hos skärmrum från 9 kHz till 18 GHz.³
Skärmens tjocklek spelar mindre roll än dess täthet. Över några tiotals kHz räcker folie. Det som avgör är hur skarvar och öppningar är utförda.

Öppningar, slitsar och skarvar#

En slits eller ett hål fungerar som en antenn. Strömmarna i skärmen måste gå runt öppningen, och fältet läcker igenom. Ju längre öppningens största mått $l$ är i förhållande till våglängden, desto sämre dämpning. Som ingenjörsformel gäller för en enkel öppning (med $l < λ / 2$ )

S E_{öppning} \approx 20 \log_{10} \frac{λ}{2 l} dB,

och dämpningen är noll när $l \geq λ / 2$ . Måttet som räknas är den längsta dimensionen: en slits på 10 cm × 0,1 mm är lika dålig som ett hål på 10 cm.

Tabell 3. Beräknad skärmverkan hos en enkel öppning, $20 \log_{10} (λ / 2 l)$ .

Längsta mått $l$	100 MHz	1 GHz	10 GHz
1 mm	63,5 dB	43,5 dB	23,5 dB
1 cm	43,5 dB	23,5 dB	3,5 dB
10 cm	23,5 dB	3,5 dB	0 dB

Det finns tre praktiska följder:

Skarvar är slitsar. En lock- eller luckskarv med skruvar var 10:e cm är en rad av slitsar på 10 cm. Vid 1 GHz ger det 3,5 dB, vid 2 cm skruvavstånd 23,5 dB. Skarvar tätas med EMC-packningar eller överlappande kant, och ytorna måste vara blanka metallytor.
Flera hål är sämre än ett. Om $n$ lika hål ligger tätare än $λ / 2$ minskar skärmverkan med ungefär $10 \log_{10} n$ dB. Ett ventilationsgaller med 100 hål på 5 mm ger vid 1 GHz $29,5 - 20 = 9,5$ dB.
Ett rör är bättre än ett hål. Ett hål med djup fungerar som en vågledare. Under vågledarens gränsfrekvens, för ett runt rör $f_{c} = 1,841 c / (π d) \approx 17,6 / d$ GHz (med diametern $d$ i cm), dämpas fältet exponentiellt, ungefär $32 t / d$ dB för ett rör med längd $t$ . Ett honeycomb-galler med $d = 5$ mm och djup 20 mm ( $t / d = 4$ ) har $f_{c} = 35$ GHz och ger för frekvenser långt under den ca 128 dB. Därför används honeycomb-galler för ventilation av skärmrum.

Figur 3. Vänster: skärmverkan hos en enkel öppning. Höger: dämpning under gränsfrekvensen i ett rör, ca 32 dB per längd gånger diameter. Därför är ett djupt, smalt hål mycket bättre än ett platt hål.

Den största enskilda öppningen i en skärm är ofta en kabel som går igenom den. En oskärmad kabel för stör- och signalströmmar rakt genom väggen och gör skärmen verkningslös. Därför ska kablar filtreras vid väggen eller ha skärm som är ansluten 360° till den.

Kabelskärmar och 360-gradersanslutning#

En kabelskärm gör två saker. Mot elektriska fält är det en skärm, och mot magnetiska fält leder den en returström som skapar ett motriktat fält. Kvaliteten mäts med överföringsimpedansen $Z_{t} = V_{inducerad} / I_{skärm}$ , i ohm per meter: ju lägre, desto mindre störspänning uppstår inne i kabeln av en ström på skärmen. En heltäckande rörskärm har lägst $Z_{t}$ , en flätad skärm är oftast bättre än en spirallindad, och vid höga frekvenser avgör anslutningen mer än skärmtypen.

Skärmen är bara så bra som dess anslutning. En kort tråd (pigtail, svans) från skärmen till kontaktens stift eller till en skruv har induktansen ca 1 nH per mm. Det är en tumregel, men den räcker som utgångspunkt.

Figur 4. Svans och 360-gradersanslutning. Vid svansen går hela skärmströmmen genom en ledning med en induktans som blir stor vid höga frekvenser.

Ena eller båda ändar? Vid låga frekvenser (nätbrum) kan en skärm som är jordad i båda ändar ge en jordslinga. Vid höga frekvenser fungerar en skärm som är jordad i bara en ände som en antenn, så snart kabeln är längre än ca $λ / 20$ . Vid 30 MHz är $λ / 20 = 0,5$ m och vid 1 MHz 15 m. Tumregeln är att ansluta skärmen i båda ändar för radiofrekvenser och, i vissa audiosystem, ansluta ena änden direkt och andra via en kondensator (hybridjordning). Se även Matarledningar.

Filter#

Så mäts ett filter#

Ett filter infogas mellan en källa och en last. Dämpningen, insättningsdämpningen (eng. insertion loss), för en seriekopplad impedans $Z$ mellan källimpedansen $Z_{s}$ och lastimpedansen $Z_{L}$ är

I L = 20 \log_{10} | 1 + \frac{Z}{Z_{s} + Z_{L}} | dB .

Datablad anger oftast dämpningen i ett system med 50 Ω i vardera änden, alltså $Z_{s} + Z_{L} = 100$ Ω. Verkliga kretsar har helt andra impedanser, till exempel mycket låg impedans i en kraftledning.

Tabell 4. Insättningsdämpning för en serieimpedans $Z$ (resistiv) vid olika slingimpedanser $Z_{s} + Z_{L}$ .

$Z_{s} + Z_{L}$	$Z = 100$ Ω	$Z = 300$ Ω	$Z = 1000$ Ω
1 Ω	40,1 dB	49,6 dB	60,0 dB
10 Ω	20,8 dB	29,8 dB	40,1 dB
100 Ω	6,0 dB	12,0 dB	20,8 dB
1000 Ω	0,8 dB	2,3 dB	6,0 dB

Regeln är att en seriekomponent (induktans, ferrit) verkar bäst där slingimpedansen är låg, och en kondensator till jord där den är hög. Ett datablad med dämpning i 50 Ω säger därför lite om hur komponenten verkar i en annan krets.

Kondensatorn är ingen ideal kondensator#

En verklig kondensator har en serieinduktans (ESL, främst från ledare och kontakter) och en serieresistans (ESR). Impedansen är

| Z | = \sqrt{{ESR}^{2} + {(ω ESL - \frac{1}{ω C})}^{2}},

med minimum vid serieresonansen $f_{S R} = 1 / (2 π \sqrt{ESL \cdot C})$ . Över den beter sig komponenten som en spole.

Figur 5. Impedansen hos en kondensator på 100 nF med ESR 0,02 Ω och serieinduktans 1, 5 och 10 nH. Minimum är serieresonansen. Över den är kondensatorn en spole.

En genomföringskondensator monteras genom skärmväggen och har en 360°-anslutning till den, med ESL som är bråkdelen av en vanlig komponents. Den används för att filtrera matningsledningar som går in i en skärmad låda. Flera kondensatorer parallellt kan ge en parallellresonans (antiresonans) mellan deras serieresonanser, där impedansen ökar. I nätfilter begränsas storleken på kondensatorerna mot jord (Y-kondensatorer) av säkerhetsskäl, eftersom de ger en läckström till skyddsjord.

LC-filter#

Ett lågpassfilter av en spole $L$ och en kondensator $C$ har gränsfrekvensen $f_{0} = 1 / (2 π \sqrt{L C})$ och dämpar ideellt $40$ dB per tiopotens över den. Med $L = 100$ µH och $C = 1$ µF blir $f_{0} = 15,9$ kHz och dämpningen vid 150 kHz (där de vanliga gränsvärdena för ledningsbunden emission på nätledningar börjar) ideellt $40 \log_{10} (150 / 15,9) = 39$ dB. Spolens lindningskapacitans och kondensatorns ESL gör att verklig dämpning vid höga frekvenser blir mycket lägre, så filtret byggs som flera steg och med god layout. Se Resonanskretsar och filter.

Ferriter och common mode-drosslar#

En ferrit är ett magnetiskt keramiskt material. På en ledare ger den en impedans $Z = R + j X$ . Vid låga frekvenser dominerar reaktansen (induktiv). I mitten är förlusterna höga och komponenten verkar som ett motstånd som omvandlar högfrekvent energi till värme. Vid ännu högre frekvenser blir den kapacitiv av lindningens kapacitans. Olika ferritmaterial är optimerade för olika frekvensområden, och komponentens verkliga impedanskurva finns i databladet.

Figur 6. Vänster: exempelmodell av en ferrit (antagna värden). Höger: en common mode-drossel har två lindningar på samma kärna. Differentialströmmen (signalen) tar ut sitt eget flöde, common mode-strömmen får hög impedans.

Impedansen ökar med kvadraten på antalet varv, $Z \propto N^{2}$ , eftersom induktansen gör det. Om en ferrit har $Z = 200$ Ω i en slinga på 150 Ω blir dämpningen $20 \log_{10} ((150 + 200) / 150) = 7,4$ dB. Med tre varv är $Z \approx 9 \cdot 200 = 1800$ Ω och dämpningen $20 \log_{10} ((150 + 1800) / 150) = 22,3$ dB. I verkligheten minskar kapacitansen mellan varven vinsten vid höga frekvenser. Likström genom ferriten kan dessutom mätta kärnan och sänka impedansen.

En common mode-drossel har två lindningar (signal och retur) på samma kärna. Strömmen i signalledaren och dess retur, differentialströmmen, går i motsatta riktningar, och flödena tar ut varandra: signalen passerar med liten påverkan. Common mode-strömmen går åt samma håll i båda ledarna, flödena adderas och drosseln ger hög impedans. Common mode-strömmar är ofta den som strålar, eftersom kabeln då fungerar som antenn.

Anta att en switchad nätdel ger en common mode-spänning på 20 mV vid 30 MHz över en slingimpedans på 150 Ω: strömmen blir $133$ µA, vilket är $20 \log_{10} (133 / 8,4) = 24$ dB för mycket. En ferrit med ett varv ( $7,4$ dB) räcker inte, och tre varv ( $22,3$ dB) räcker nästan. Därför måste en bra konstruktion minska common mode-spänningen redan vid källan, med filter och layout, och inte lita på en ferrit på kabeln.

Jordning#

Det som ofta kallas jord är i praktiken inte en jämnpotentiella yta. Varje ledare har induktans, ungefär 1 nH per mm, så en jordledning på 0,5 m är ca 500 nH. Vid 30 MHz är reaktansen $2 π \cdot 3 \cdot 10^{7} \cdot 5 \cdot 10^{- 7} = 94$ Ω. Det är en dålig jord för radiofrekvenser, även om den är bra som skyddsjord vid 50 Hz.

Man skiljer på tre slags jord. Skyddsjord (PE) är till för personsäkerhet och beskrivs i elinstallationsreglerna. Ändringar i en elinstallation ska göras av behörig person, och skyddsjord får aldrig tas bort eller kopplas om för att lösa ett störningsproblem. Signaljord är referensen för kretsarna, och skärmjord leder bort skärmströmmar. Det här avsnittet gäller de två senare.

Tre grundlösningar finns (se figuren nedan):

Seriejord (kedja): en gemensam jordledare går förbi flera block. Spänningsfallet från ett blocks ström syns på de andra blocken (gemensam impedans). Enkel men sämst.
Enpunktsjord (stjärna): varje block har sin egen ledning till en gemensam punkt. Bra vid låga frekvenser, eftersom ingen gemensam impedans finns och inga jordslingor bildas.
Flerpunktsjord: varje block ansluts med en så kort väg som möjligt till ett jordplan. Bra vid höga frekvenser, där ledningar annars blir för induktiva.

Figur 7. Tre sätt att jorda. Gränserna är tumregler: enpunktsjord när den längsta jordledaren är mycket kortare än λ/20, flerpunktsjord vid höga frekvenser och en blandning däremellan.

En tumregel (Ott) är att enpunktsjord fungerar upp till ca 1 MHz, att flerpunktsjord används över ca 10 MHz, och att mellanläget kräver en kombination (hybridjord). Villkoret är att jordledarna är kortare än ca $λ / 20$ : vid 1 MHz är det 15 m och vid 10 MHz 1,5 m. Installationsriktlinjer för jordning och kabeldragning ges i IEC TR 61000-5-2.⁴

Jordslingor. När två jordanslutningar bildar en slinga induceras en spänning av magnetfält. För en slinga med arean $A$ i ett fält $B$ med frekvensen $f$ är spänningen $V = 2 π f B A$ . Med $B = 1$ µT vid 50 Hz och $A = 0,5$ m² blir $V = 0,157$ mV. Det räcker för att höras som brum i en känslig ljudkrets, men är försumbart för en digital krets. Åtgärder är att göra slingan mindre, bryta den vid låga frekvenser eller använda balanserade signaler.

Kretskortet: returströmmen tar vägen under signalen#

På ett kretskort med jordplan söker sig returströmmen vid höga frekvenser rakt under signalledaren, eftersom det är vägen med lägst induktans. För en bana på höjden $h$ över planet fördelas returströmmen i sidled som

\frac{i (x)}{I} = \frac{1}{π h} \cdot \frac{1}{1 + (x / h)^{2}},

och andelen inom $\pm w$ från banans mitt är $(2 / π) \arctan (w / h)$ : 50 procent inom $\pm h$ , 79,5 procent inom $\pm 3 h$ och 93,7 procent inom $\pm 10 h$ . Om jordplanet har en slits under banan måste returströmmen ta en omväg, och slingans area ökar.

Figur 8. Returströmmens fördelning i ett jordplan under en bana, normerad mot avståndet h till planet. Strömmen följer banan tätt, och ett jordplan utan avbrott under signalen är därför viktigt.

En liten slinga med arean $A$ och strömmen $I$ strålar i fjärrfältet ungefär $E = 131,6 \cdot 10^{- 16} f^{2} A I / r$ (i V/m, i fritt rum, $f$ i Hz, $A$ i m²).

Regler för kretskortslayout som följer av detta är att lägga signaler över ett obrutet jordplan, aldrig låta snabba signaler korsa en slits i planet, ha avkopplingskondensatorer så nära kretsens ben som möjligt med korta anslutningar till planet och filtrera varje ledning vid den kontakt där den lämnar kortet.

Praktiska råd#

Börja med att hitta källan. Stäng av enheter en i taget och lyssna på radion. Se Radiostörningar och Vanliga störkällor.
Kontrollera kablarna. Kabeldragning och skärmanslutning är vanliga orsaker i solcellsanläggningar.²
Använd ferriter för common mode. Dra kabelparet (båda ledarna) genom en ferrit med flera varv. Placera helst en ferrit vid varje ände av en kabel.
Filtrera ledningar vid väggen. Filter och genomföringar hör hemma där kabeln går in i en skärmad låda.
Mät i stället för att gissa. Förändringen ska kunna visas med en mottagare. Se Mätinstrument.

Kontrollfrågor#

Vad är skinndjupet i koppar vid 1 MHz, och vad betyder det?

$δ \approx 66 μ m$ . Växelströmmen går i ytskiktet, och amplituden har på djupet $δ$ sjunkit till ca 37 procent. En ledare behöver inte vara tjockare än några skinndjup.

Räkna: hur stor är absorptionsförlusten för en plåt som är 2 skinndjup tjock?

$A = 8,686 \cdot t / δ = 8,686 \cdot 2 \approx 17,4$ dB.

Varför är magnetfält vid låga frekvenser svårare att skärma än elektriska?

Reflektionsförlusten beror på vågimpedansen. Nära en strömkälla är den låg, och därför reflekteras magnetfältet svagt av metallen. Elektriska fält har hög vågimpedans och reflekteras kraftigt.

Vad ger en slits på 10 cm för skärmverkan vid 1 GHz?

$λ = 30$ cm, så $S E \approx 20 \log_{10} (30 / (2 \cdot 10)) = 3,5$ dB. Slitsens längsta mått avgör.

Varför fungerar ett honeycomb-galler som ventilation för skärmrum?

Varje hål är en vågledare under sin gränsfrekvens, och dämpningen är ca $32 t / d$ dB. Med djup fyra gånger diametern blir det ca 128 dB.

Räkna: vid vilken frekvens har en kondensator på 100 nF med 10 nH serieinduktans sin serieresonans?

$f = 1 / (2 π \sqrt{L C}) = 1 / (2 π \sqrt{10^{- 8} \cdot 10^{- 7}}) \approx 5,0$ MHz. Över den är komponenten induktiv.

Varför är en svans på skärmen sämre än en 360-gradersanslutning?

Svansen har en induktans på ca 1 nH per mm. En svans på 20 mm har vid 100 MHz en reaktans på 12,6 Ω, som begränsar skärmens verkan. Vid 360° delas strömmen runt omkretsen och induktansen blir mycket liten.

När är enpunktsjord lämplig och när flerpunktsjord?

Enpunktsjord är lämplig vid låga frekvenser (under ca 1 MHz, när jordledarna är kortare än ca $λ / 20$ ), eftersom den undviker jordslingor och gemensam impedans. Flerpunktsjord är lämplig vid höga frekvenser (över ca 10 MHz), där korta anslutningar till ett jordplan krävs.

Förordning (2016:363) om elektromagnetisk kompatibilitet (genomför direktiv 2014/30/EU): skyddskrav, användarens skyldigheter (8 §), fasta installationer, tillsyn (12–13 §§), via lagen.nu och Elsäkerhetsverkets sida Störningsfri el. ↩↩
Elsäkerhetsverket, slutredovisning 24EV1322, september 2025: solceller värst enligt enkät, orsaker som kabeldragning och fel EMC-klass, anmälningar från radioamatörer. ↩↩↩
IEEE Std 299-2006: 9 kHz–18 GHz, utvidgningsbart till 50 Hz–100 GHz, för skärmrum med alla mått minst 2,0 m (uppgifter från ANSI:s webbsida). ↩
IEC TR 61000-5-2, Installation and mitigation guidelines, Earthing and cabling. Endast titeln är kontrollerad. ↩
PTS, Radiostörningar. ↩

Källor och vidare läsning

Elsäkerhetsverket. Störningsfri el (EMC). Hämtad 25 oktober 2026.
Elsäkerhetsverket (2025). Slutredovisning av regeringsuppdraget Insatser för höjd kunskap om elektromagnetisk kompatibilitet (24EV1322). Hämtad 25 oktober 2026.
lagen.nu (2016). Förordning (2016:363) om elektromagnetisk kompatibilitet. Hämtad 25 oktober 2026.
Post- och telestyrelsen (PTS). Radiostörningar. Hämtad 25 oktober 2026.
IEEE (2006). IEEE Std 299-2006: Standard Method for Measuring the Effectiveness of Electromagnetic Shielding Enclosures. Sidan anger frekvensområdet 9 kHz–18 GHz och att standarden är märkt Historical, med en bekräftad version 2012. Standarden har inte lästs. Hämtad 25 oktober 2026.
IEC. IEC TR 61000-5-2: Electromagnetic compatibility (EMC) – Part 5: Installation and mitigation guidelines – Section 2: Earthing and cabling. Titeln har setts i en sökning. Innehållet har inte lästs. Hämtad 25 oktober 2026.
Wiley (2009). Henry W. Ott, Electromagnetic Compatibility Engineering. Standardverk. De kompakta formlerna för absorptions- och reflektionsförlust, slitsar och våglederbegränsning är hämtade ur kunskapsbasen och har i artikeln också härletts eller kontrollräknats från grundformler. Boken har inte kontrollerats i den här genomgången.

Läs vidare

Citera den här sidan

Använd gärna kunskapsbanken som källa i rapporter och uppsatser. Ange alltid datum, eftersom regler och tilldelningar ändras.

APA 7

SRFA Kunskapsbank. (2026). Skärmning, filtrering och jordning. Sveriges Radiofrekvensallokering. https://srfa.se/kunskap/emc-och-sakerhet/skarmning-filtrering-jordning/

Harvard

Sveriges Radiofrekvensallokering (2026). Skärmning, filtrering och jordning. SRFA Kunskapsbank. Tillgänglig: https://srfa.se/kunskap/emc-och-sakerhet/skarmning-filtrering-jordning/ (hämtad 24 oktober 2026).

Kunskapsbanken är en sammanställning för utbildning och referens. Den ersätter inte gällande föreskrifter och ger ingen rätt att sända. Kontrollera alltid aktuella villkor hos PTS.