Sveriges Radiofrekvensallokering
Logga in
Varukorg Beställ plansch
Kunskapsbanken i bilder

Radioteknik och mätteknik i bilder

50 bilder och diagram ur områdets 10 artiklar, i läsordning. Under varje bild står vad den visar, och länken går till artikeln där den förklaras.

Välj en bild i listan nedan.

Bild 1 av 50

Läs mer i artikeln:

Piltangenterna vänster och höger bläddrar också.

Alla 50 bilder

  1. Radiosystemets byggstenar

    1. 1Blockschema för en radiolänkEn radiolänk från källa till mottagare. Övre raden är sändarsidan, nedre raden mottagarsidan. Lägg märke till att brus och störningar kommer in i kanalen – de går inte att undvika, bara att hantera.
    2. 2Signalnivå längs en radiolänkSignalnivån längs en länk på 446 MHz över 2 km. Effekten vid mottagaren är bara några biljondels watt, men eftersom bruset är ännu svagare går det ändå att höra signalen tydligt. Skillnaden mellan signal och brus är det som räknas.
    3. 3Blockschema för en sändtagareEn sändtagare. Omkopplaren vid antennen kopplar om mellan sändning och mottagning när du trycker på sändknappen. I en mobiltelefon ersätts omkopplaren ofta av ett duplexfilter så att apparaten kan sända och ta emot samtidigt.

  2. Komponenter i radiokretsar

    1. 4SchemasymbolerVanliga schemasymboler i IEC-stil. En linje är en ledning, och en fylld prick visar att ledningar som korsar varandra är sammankopplade. Utan prick korsar de bara varandra.
    2. 5Färgkod på motståndAvläsning av färgkoden. Börja från den ände där ringarna sitter tätast; toleransringen (ofta guld) sitter längst bort. Gul–violett–röd–guld betyder 47 · 100 = 4 700 Ω = 4,7 kΩ ±5 %.
    3. 6Förstärkarsteg med transistorEtt förstärkarsteg med en transistor. Motstånden R1 och R2 ger basen rätt likspänning (arbetspunkt), kondensatorerna C1 och C2 släpper igenom signalen men stoppar likspänningen, och C3 gör att emittern är jordad för växelström. Den svaga signalen in ger en kraftigare, inverterad signal ut.
    4. 7Verklig och ideal kondensatorImpedans för en ideal och en verklig kondensator på 100 nF med 1 nH parasitisk induktans och 0,02 Ω serieresistans. Under ca 16 MHz fungerar den som en kondensator, ovanför som en spole. Därför används små kondensatorer på några pikofarad eller nanofarad för avkoppling vid höga frekvenser.

  3. Resonanskretsar och filter

    1. 8Serie- och parallellresonansEn seriekrets har lägst impedans vid resonans och släpper då igenom mest ström. En parallellkrets har högst impedans och släpper då igenom minst ström. Under resonansen är kretsen kapacitiv respektive induktiv över den.
    2. 9Resonanskurvor för olika Q-värdenSamma resonansfrekvens, tre olika Q. Vid Q = 10 är bandbredden 10 % av resonansfrekvensen, vid Q = 100 bara 1 %. En högre Q ger bättre selektivitet, men kretsen blir också känsligare för förluster och för felavstämning.
    3. 10Fyra filtertyperDe fyra grundtyperna av filter. Det skuggade området visar vad filtret släpper igenom. Samma tredje ordningens karaktäristik används i alla fyra, så skillnaden syns bara i var passbandet ligger.
    4. 11Butterworth och ChebyshevButterworthfiltret är maximalt plant i passbandet och går mjukt ner. Chebyshevfiltret är brantare vid samma ordning, men dämpningen svänger upp och ned (rippel) i passbandet. För Chebyshev avser gränsfrekvensen f_c den sista punkten där rippeln hålls inom gränsen, inte −3 dB.
    5. 12Lågpassfilter för 40 m-bandetEtt lågpassfilter för 40 m, beräknat med idealiska komponenter. Passbandet (gult) har obetydlig dämpning, andra övertonen (röd) dämpas med 48–50 dB och tredje med över 76 dB. Diagrammet är avskuret vid −80 dB; verkliga filter har förluster och störkopplingar som begränsar dämpningen långt ut.
    6. 13Kristallens ekvivalenta krets och impedansImpedans för en 9 MHz-kristall med typiska värden (Lm 15,6 mH, Cm 0,02 pF, Rm 20 Ω, C0 5 pF), vilket ger Q ≈ 44 000. Serie- och parallellresonansen ligger bara 0,2 % från varandra.
    7. 14Duplexfilter i en repeaterPrincipen för ett duplexfilter, beräknad med sexpoliga bandpassfilter (Butterworth) med 250 kHz bandbredd. Vid 600 kHz från mottagningsfrekvensen är dämpningen ca 82 dB. Verkliga duplexfilter kombinerar bandpass med spärrkretsar och mäts mot kravet på isolation mellan sändare och mottagare.

  4. Mottagaren: från kristallmottagare till superheterodyn

    1. 15Kristallmottagare och rakmottagareKristallmottagaren (överst) tar all energi från antennen. Rakmottagaren (nederst) förstärker signalen före detektorn, men alla avstämda steg måste följa med när du byter station.
    2. 16SuperheterodynmottagareSuperheterodynens uppbyggnad. Blandaren flyttar den önskade stationen till den fasta mellanfrekvensen, där filter och förstärkare görs optimala. I exemplet FM-rundradio är f_RF = 98,0 MHz, f_LO = 108,7 MHz och f_MF = 10,7 MHz.
    3. 17SpegelfrekvensSpegelfrekvensen ligger 2 × f_MF ovanför den önskade stationen. Förselektorn måste dämpa den, vilket blir lättare ju högre MF man väljer, eftersom spegelfrekvensen då hamnar längre bort från den önskade frekvensen. Kurvorna gäller avstämda kretsar med Q = 30.
    4. 18Dubbelsuper och direktomvandlingÖverst: dubbelsuper där första MF ger spegeldämpning och andra MF selektivitet. Nederst: direktomvandling, där LO står på mottagningsfrekvensen och två blandare med 90 graders fasskift ger I och Q direkt i basbandet.
    5. 19AGC och S-meterÖverst: med AGC planar utnivån ut över tröskeln i stället för att växa rakt upp. Nederst: S-meterns skala med 6 dB per S-enhet. S9 motsvarar −73 dBm på HF och −93 dBm på VHF och UHF.

  5. Sändaren: oscillatorer och förstärkare

    1. 20Blockschema för en sändareSändarens steg med exempel på effektnivåer. Varje steg ger förstärkning, och det är slutsteget som står för nästan all värmeutveckling. ALC-slingan (röd) sänker drivningen om utsignalen blir för stor.
    2. 21Oscillatorns principOscillatorns princip. Slingan förstärker sitt eget brus tills förstärkaren begränsar amplituden, och svängningen stabiliseras när slingförstärkningen är exakt 1.
    3. 22Strömmen i förstärkarklasserna A, AB, B och CStrömmen genom transistorn i fyra förstärkarklasser, beräknad för en sinusformad styrning. Ju mindre del av perioden transistorn leder, desto effektivare steg, men desto mer förvriden är strömmen. Den skuggade ytan visar ledvinkeln.
    4. 23Verkningsgrad och utgångseffekt som funktion av ledvinkelnVerkningsgrad (vänster) och utgångseffekt jämfört med klass A vid samma toppström (höger) som funktion av ledvinkeln. Klass C ger hög verkningsgrad, men transistorn utnyttjas sämre: för att få samma effekt behövs en större transistor och mer drivning.

  6. Blandare, oscillatorer och frekvenssyntes

    1. 24Spektrum före och efter en ideal blandareEn ideal blandare ger två nya frekvenser: differensen 10,7 MHz och summan 206,7 MHz. Filtret efter blandaren väljer ut den som behövs, här differensen. Exempel från FM-rundradio, som i mottagaren.
    2. 25Omkopplande blandare i tidsdomänenRF-signalen (9 perioder) multipliceras med en omkopplare vid LO-frekvensen (8 perioder). Produkten (nederst) är en hackad sinusvåg vars medelvärde över korta tider följer en långsam svängning (röd) med differensfrekvensen, alltså 1 period. Amplituden är 2/π ≈ 0,64 av RF-amplituden.
    3. 26Faslåst slinga (PLL)En PLL jämför fasen hos den delade referensen och den delade VCO-signalen. Felsignalen filtreras till en styrspänning som drar VCO:n till exakt N gånger jämförelsefrekvensen.
    4. 27Direkt digital syntes (DDS)DDS med en liten fasackumulator för att visa principen. Med M = 3 och 4 bitar (16 faspunkter) hoppar fasen 3 steg per klockpuls, och sinusen får 3/16 av klockfrekvensen. En verklig DDS har 24–48 bitar.
    5. 28Fasbrus hos en frekvenssyntesFasbrus hos en frekvenssyntes. Nära bärvågen styr referensen (multiplicerad med N) och slingan undertrycker VCO:ns brus, bortom slingbandbredden styr VCO:n. Kurvorna är beräknade med en förenklad modell (Leeson för VCO:n, andra ordningens slingfunktion) för en 145 MHz-syntes med slingbandbredd 1,25 kHz.

  7. Mjukvarudefinierad radio (SDR)

    1. 29SDR-arkitekturerA: en tuner flyttar den önskade delen av spektrumet till basbandet innan ADC:n. B: ADC:n samplar hela kortvågsbandet direkt, och nedblandningen sker i digital form. Den streckade linjen visar var signalen blir digital.
    2. 30Signalkedja i SDR-programvaraBearbetningen av en FM-station i programvara. Samplingshastigheten sänks i två steg, från 2,4 MS/s via 240 kS/s till 48 kS/s, så att varje steg bara arbetar på så många sampel som behövs.
    3. 31Spektrum och vattenfallsdiagramSpektrum (överst) och vattenfall (nederst) för ett 100 kHz brett område, beräknade för illustrationen. En stadig bärvåg ger en lodrät linje, tal ger block som börjar och slutar, och morsetelegrafi ger korta och långa streck.
    4. 32Idealt dynamiskt omfång mot antal bitarIdealt signal-brusförhållande för en ADC som samplar med 100 MS/s. Varje bit ger 6 dB, och en smalare bandbredd ger ytterligare processvinst. Verkliga ADC:er når inte riktigt dessa värden (effektivt antal bitar är lägre än antalet bitar).

  8. I/Q-signaler, sampling och digital signalbehandling

    1. 33Reellt och komplext spektrum efter blandningSpektra beräknade med FFT för en signal med två toner vid f₀ + 3 kHz (0 dB) och f₀ − 5 kHz (−6 dB), f₀ = 100 kHz. A: den reella signalen. B: efter reell blandare (cos) och lågpassfilter, där de två tonerna inte kan skiljas från sina spegelbilder. C: efter komplex blandare (I/Q) och lågpassfilter, där tonerna hamnar på rätt sida om noll.
    2. 34Kvadraturmottagare med I- och Q-grenKvadraturmottagare. Samma lokaloscillator matar två blandare, den ena via ett 90°-steg. De två lågpassfiltren och ADC:erna ska vara så lika som möjligt, annars blir I och Q ojämna (se avsnittet om I/Q-obalans).
    3. 35Positiv och negativ frekvens i I/Q-planetEn komplex ton i I/Q-planet. Positiv frekvens roterar moturs och negativ medurs. Sampel nummer n ligger 45° efter sampel n − 1, så en ton på en åttondel av samplingstakten ger åtta punkter per varv. Till höger syns tidsförloppet för positiv frekvens: I = cos och Q = sin.
    4. 36I/Q-obalans ger spegelbild och likspänningsspikA: beräknat spektrum för en ton vid +10 kHz med 2 % förstärkningsfel, 2° fasfel och en likspänningsförskjutning på 0,3 % av amplituden. B: spegelundertryckningen som funktion av fasfelet för fem förstärkningsfel. Punkten markerar 2 % och 2°.
    5. 37Vikning: en signal över halva samplingsfrekvensen hamnar i bandetVikning, beräknad med FFT. A: analogt spektrum med toner vid 20 kHz (0 dB) och 70 kHz (−6 dB). B: efter sampling med 100 kS/s, där störningen hamnar vid 30 kHz. C: med ett analogt lågpassfilter före samplingen sjunker den vikta signalen till −55 dB.
    6. 38Undersampling: en signal vid 70 MHz samplas med 40 MS/sUndersampling. A: signalband 65–75 MHz i zon 4 (markerad). B: spektrum efter sampling med 40 MS/s, beräknat med FFT: 66 MHz hamnar vid 14 MHz och 74 MHz vid 6 MHz, så ordningen byter sida (spegling).
    7. 39Kvantiseringsbrus i FFT för 8 och 12 bitarKvantiseringsbrus i FFT, beräknat för en sinus med fullt utslag. Det uppmätta SNR är 49,7 dB (8 bitar) och 74,0 dB (12 bitar), nära 6,02N + 1,76 dB. Brusgolvet per fack ligger 36,1 dB lägre. De streckade linjerna är den teoretiska nivån.
    8. 40Digital nedblandning och decimering med FIR-filterDigital nedblandning och decimering. Överst blocken, under dem frekvenssvaret för ett FIR-filter med 433 koefficienter (Kaiser-fönster, 80 dB). Efter decimering till 48 kS/s viks frekvenserna 38–58 kHz in i området −10 till +10 kHz, och därför ska spärrbandet börja vid 38 kHz.

  9. Linjäritet, intermodulation och dynamik

    1. 41Tvåtonstest: övertoner och intermodulationsprodukterTvåtonstest beräknat med FFT på en olinjär förstärkare (förstärkning 20 dB, tanh-karakteristik plus en andra ordningens term) som matas med 100 och 110 MHz, båda −10 dBm. A: hela spektrumet. B: förstoring runt tonerna. Nivåerna är i dBc, alltså relativt en av tonerna.
    2. 42IP3-grafen: grundton, intermodulation och skärningspunktIP3-grafen beräknad för modellförstärkaren i två-tonstest: grundton (en ton, blå) och intermodulationsprodukten 2f₁−f₂ (två toner, röd) per ton. De streckade linjerna är ideala lutningar 1 och 3, och de möts i IP3 vid +10 dBm in och +30 dBm ut. Punkten är extrapolerad: förstärkaren har komprimerat långt innan. Det dynamiska omfånget på 80 dB är avståndet mellan brusgolvet (−90 dBm vid utgången) och den utnivå där produkten når brusgolvet (−10 dBm).
    3. 43Desensibilisering: en stark signal minskar förstärkningen för en svagDesensibilisering beräknad för modellförstärkaren. Blå kurva: en ensam stark signal komprimerar sig själv. Röd streckad kurva: samma starka signal ger en svag signal på en annan frekvens lägre förstärkning, redan 3 dB tidigare. Ändringen är relativt förstärkningen vid låg nivå.
    4. 44Passiv intermodulation hamnar i mottagarbandetPassiv intermodulation i band 3 (1800 MHz). Produkten 2f₁−f₂ för sändarsignalerna på 1810 och 1870 MHz hamnar i upplänken, där mottagaren inte kan skilja den från en önskad signal.
    5. 45Spektral återväxt och förvrängning i förväg (DPD)Spektral återväxt beräknad för en Rapp-modell (p = 2) och en simulerad brussignal. A: effektspektrum vid 9 dB back-off. B: ACLR (medel av de två angränsande kanalerna, samma bredd som huvudkanalen) mot back-off. Den ideala förvrängningen i förväg (DPD) är en minneslös invers av Rapp-kurvan som begränsas vid 97 % av mättnaden.

  10. Mätinstrument och mätteknik

    1. 46Oscilloskopets amplitudfel mot bandbreddAmplitudfel hos ett oscilloskop med enkelpolig bandbreddsbegränsning. Vid bandbredd lika med signalens frekvens visas bara 70,7 % av amplituden. Med bandbredd 5 gånger signalens frekvens är felet under 2 %.
    2. 47Spektrumanalysatorns blockschemaSpektrumanalysatorns uppbyggnad. MF-filtret bestämmer upplösningsbandbredden (RBW) och videofiltret videobandbredden (VBW). Lokaloscillatorn sveps över frekvensspannet, och svepgeneratorn ritar samtidigt upp x-axeln.
    3. 48Upplösningsbandbredd och brusgolvSamma två signaler (−80 dBm, 2 kHz isär) med tre olika RBW. Den bredaste RBW smälter ihop dem, och en smalare RBW ger både bättre upplösning och lägre brusgolv. Priset är långsammare svep. Brusgolvet är beräknat för en analysator med brustalet 20 dB.
    4. 49Mätuppställning för sändarens övertonerSå mäter du en sändares övertoner utan att förstöra analysatorn. Riktkopplaren och dämpsatsen sänker 100 W (+50 dBm) till 0 dBm vid analysatorns ingång. En överton 50 dB under grundtonen visas då som −50 dBm.
    5. 50SpårbarhetskedjanSpårbarhetskedjan. Varje steg i kalibreringen tillför en egen mätosäkerhet, så ju längre ned i kedjan, desto större osäkerhet.

Fler områden i bilder

Alla artiklar i Radioteknik och mätteknik